传统的 HPOE 接口由一个极性保护桥式整流器和一个带有以太网供电接口的热插拔部件组成。在HPOE接口之后是一个能提供稳定输出的隔离转换器。最好的情况是这些输出不依赖于负载，而且它们均具有良好的瞬态响应。那些在当时看来做出过贡献的典型设计采用了隔离式反馈来产生电压(典型值为 5.0VDC)，该电压然后转换成所需的其它电压值。通常，多个输出试图共用一个反馈环路，但如果这样的话稳压将更多地依赖于负载。无论是哪种情况，桥式整流器和转换器的损耗将带来十分糟糕的效率。而且，隔离反馈环路也将产生十分糟糕的瞬态响应。令人遗憾的是， 就HPOE来说，其整体要点是要在不牺牲性能的前提下从尽可能少的以太网网线上获取更多的有用功率。
示例介绍了 HPOE 接口和功率转换器，我们可以从二者获取百分之几的额外效率，并提供卓越的瞬态响应。图 1给出了一个 47W 输出双以太网线对设计中的两种 HPOE 接口之一。两个 N- 沟道和两个 P- 沟道 MOSFETs 构成每个具有最低损耗的桥式整流器。每个 MOSFET 由一个来自相反极性输入线的 150K 电阻偏置成导通(ON)状态。栅极受低电流齐纳二极管(测试电流等于 50uA)保护。只有具有正确极性的两个 MOSFETs 才会导通。 MOSFETs的漏 - 源二极管作为桥式整流器直到 150K 电阻能够对 MOSFETs 的栅极充电。集成的 HPOE 接口有助于简化电路，并提供所有必需的接口和热插拔功能。
图1：HPOE接口/热插拔。
图2是两个直流-直流转换器中的一个。有源钳位前向转换器可提供非常高的效率，并能消除隔离式反馈的需求。 LM5020 有源钳位控制器具有控制最大工作系数的功能。在电容(C4)上会产生一个斜坡，进而控制工作系数。如果 C4 通过一个电阻( R2)与输入电压相连，则工作系数与输入电压成反比例关系，并产生一个近乎恒定的输出电压。幸运地是，无需反馈且能提供卓越稳压性能的 1% 精度电容在今天仅需几美分。由于除去了这些器件，因此设计不再会有各种电流检测或限制引起的任何损耗。前向转换器之前的热插拔部件中的电流限制以及输出端的后稳压器中的电流限制可提供充分的保护，并简化设计。通过模仿稳压次级侧整流器/电感电路来提供一个具有良好稳压特性的 Vcc 。 LM5025 控制器所需电流仅约 10mA ，因此需要很大值的电感来防止峰值充电，因为整流器并不同步。但由于电流非常小，因此可用一个直流阻抗( DCR)约 32 欧姆且封装很小的电感。从高输入电压供电的线性稳压器具备这个功能，但功率损失相当大，而成本却相当。
图2：直流-直流转换器。
虽然变压器是标准的 3.3VDC 电压输出单元，但前馈稳压却设置为 3.75VDC 。当串联连线时可提供标称7.5VDC 的电压，这可为降压转换器或升压转换器提供一个良好的中间总线电压。由于最小电压比变压器的额定值高出约 12% ，因而我们可以很容易的将输出也设置得高一些。对于给定功率的情形，这样做可降低工作电流，并且在变压器的主次级中节省约 25% 的铜线损耗。
同步整流器MOSFET要求选择最佳的RDS(on)对栅极电荷值。MOSFET导通是通过 R15 和 R16 两电阻缓慢完成的，由于 D3 和 D4 (不能使用信号二极管)的原因关断却是很快的。这有助于同步整流器在最佳时刻实现切换。在C18和C12所示的一侧只需要使用一个缓冲器。要密切留意所有电感的 DCR 值。输出端用到的电感 L3 的 DCR 值仅为 4.2 毫欧，但是仅其 DCR 的功率损耗就占到整个系统功率损耗的 0.4% 。有相当多的电感能够满足电流要求，它们的 DCR 值是 12 到 16 毫欧。整个设计中仅有两类电感能够携带超过几毫安的电流，第一类是刚才所讨论的 3.0uH 电感；另一类是 4.7uH 电感，该电感总是携带小于 2A 电流，其额定 DCR 值为 9.5 毫欧。不要因为没有核对这些参数而失去了整个或更多的效率。上述这些参数对电解电容是同样有效的。由于铝聚合电容具有极小的等效串联阻抗( ESR)，因此建议采用该类型电容。
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